Пауль Хоровиц - Искусство схемотехники. Том 3 [Изд.4-е]

Наконец, существуют микромощные интегральные схемы, которые производят преобразование температуры в ток или напряжение. ИС AD590 и АБ592 — это двухполюсные источники тока, которые запускаются напряжениями от 4 до 30 В и вырабатывают ток в 1 мкА/°К (т. е. 298,2 мкА при 0 °C). Схема LM334 работает аналогичным образом, но у ней имеется вход программирования для установки коэффициента преобразования; ее рабочий диапазон от 1 мкА до 10 мА. Схемы LM34 (фирмы Fahrenheit) и LM35 (фирма Centigrade) представляют собой трехполюсные датчики температуры с выходом по напряжению (следовательно, 0 В при 0 °F или 0 °C и соответственно 10 мB/°F или °С) и током покоя 100 мкА.

Схема LМ335 — это двухполюсная интегральная схема на стабилитроне с напряжением точки пробоя 10 мВ/°К (т. е. 2,982 В при температуре 0 °C), функционирующая при токах до 400 мкА. Для получения дополнительной информации по данному вопросу обратитесь к разд. 15.1 .

Технические приемы проектирования микромощных линейных схем.Таким образом, мы уже рассмотрели источники питания, технические приемы выключения источника питания, стабилизаторы и эталонные источники, предназначенные для проектирования микромощных приборов. Сейчас, следуя дальше по темам, мы в оставшейся части книги рассмотрим вопросы проектирования линейных и цифровых схем. Начнем же с примера линейной схемы на дискретных элементах (микромощный усилитель звуковых частот с высоким коэффициентом усиления), затем перейдем к техническим приемам разработки на микромощных ОУ. Затем последуют разделы, посвященные проектированию цифровых и микропроцессорных схем, и наконец, некоторые соображения по компоновке маломощных приборов.

В основном проектирование маломощных линейных схем означает работу с малыми токами коллектора (стока) и соответственно с большими значениями коллекторных (стоковых) резисторов. Это приводит к тому, что доминирующим становится влияние емкостей, которое проявляется как в виде эффекта Миллера, так и в виде нормального спада частотной характеристики RС-цепи. Вы часто прибегаете к техническим приемам, которые обычно характерны только при конструировании радиочастотных устройств, например применение каскодных ( разд. 2.19 ) эмиттерных повторителей и последовательно-параллельной пары ( разд. 13.07 ). Транзисторы диапазона радиочастот (с частотой f T порядка 1 ГГц или выше) могут быть хорошим выбором даже и на низких частотах вследствие их крайне малой емкости обратной связи С ос ; например, транзистор MRF931 имеет С ос = 0,35 пФ при U кэ = 1 В и предназначен для использования в диапазоне до 1 В и 0,1 мА ( f T = 3 ГГц при I = 1 мА и U кэ = 1 В). Несмотря на такие параметры, как эти, он еще дает выигрыш при работе, когда это возможно, на низких рабочих частотах, например на частотах синхронизации микропроцессорных или других цифровых КМОП-систем.

Другие нежелательные эффекты при работе в режиме с малым потреблением мощности связаны с увеличением уровня шумовой перекрестной помехи (из-за относительно высокого полного сопротивления источников сигнала), уменьшением нагрузочной способности (малые значения рабочих токов, высокие полные сопротивления) и относительно высоким шумовым напряжением транзистора е ш (тепловой шум в относительно высоком сопротивлении r э ; см. разд. 7.13 ). Эта последняя проблема также присуща микромощным источникам эталонного напряжения; будьте готовы проконтролировать их шумовые параметры. Даже при использовании эмиттерных повторителей выходные полные сопротивления могут быть чрезмерно большими ( r э = 25 кОм при I к = 1 мкА).

Как правило, желательно обеспечить функционирование при низких значениях напряжения, поскольку при этом соответственно уменьшаются значения коллекторных резисторов при том же рабочем токе. Кроме того, при том же коллекторном токе мощность снижается пропорционально напряжению источника питания.

Давайте представим себе, что необходим малошумящий усилитель звуковых частот с огромным коэффициентом усиления (по крайней мере 80 дБ) и малым током потребления в статическом режиме, предназначенный для работы в некотором удаленном устройстве с питанием от батареи.

Поскольку уровни сигнала могут меняться в очень широком диапазоне, было бы прекрасно ввести какой-нибудь блок, обеспечивающий переключение коэффициента передачи в диапазоне, скажем, 60 дБ. Для обеспечения долговечности щелочной батареи с напряжением 9 В (500 мА·ч) мы должны отбирать от нее общий ток не более 20 мкА (что соответствует 3 годам ее эксплуатации), и, поскольку другие схемы, вероятно, записываются от той же батареи, мы выделим из общего бюджета ток 10 мкА для питания самого усилителя.

Первая вещь, о которой следует упомянуть, — это то, что микромощный ОУ не сможет обеспечить требуемые рабочие характеристики. Образцовый «нановаттный» ОУ СА3440, функционирующий при токе 10 мкА, имеет коэффициент передачи на постоянном токе 80 дБ (мин.) и произведение усиление — полоса пропускания 300 кГц, т. е. на частоте 20 кГц его коэффициент усиления составляет только 15 (24 дБ). Мы обсудим вопросы проектирования на микромощном ОУ и основные ограничения в следующем разделе. А сейчас все, что мы должны знать, — это то, что аспекты разработки на ОУ (связь по постоянному току, точность, компенсация единичного усиления) достаточно отличаются от того, что потребуется в данном примере, который можно сделать лучше при использовании дискретных элементов.

Давайте начнем с попытки применить «пару с последовательной обратной связью», рассмотренную в разд. 4.27 . (Сверить название с приведенным в 4.27.) На рис. 14.28 показана наша первая попытка, где мы задействовали пару супербета малошумящих транзисторов при комбинированных коллекторных токах в 5 мкА с расчетным коэффициентом передачи ( R 2 / R 3 ), равным 200 (46 дБ).

Рис. 14.28.

Структура цепи смещения не показана. Ток покоя транзистора Т 1 устанавливается с помощью выбора падения напряжения U БЭ на резисторе R 1 , а резистор R 2 задает коллекторное напряжение транзистора Т 2 , поскольку определяет его ток покоя. Сами внутренние эмиттерные сопротивления r э достаточно большие и равны соответственно 12 кОм и 8 кОм, как плата за малые коллекторные токи.

Два таких каскада при их коэффициенте передачи 90 дБ и токе покоя 10 мкА, кажется, могли бы решить эту задачу, вероятно, потребовалось бы установить на выходе эмиттерный повторитель. Однако, как мы упомянули ранее, влияние емкости может быть разрушительным для схем с малыми токами и высокими значениями полного сопротивления. Давайте рассмотрим, что делает емкость с рабочими характеристиками этой схемы. Для оценки эффекта Миллера необходимо выяснить, как коэффициент усиления по напряжению распределяется между этими двумя транзисторами. Транзистор Т 2 имеет сопротивление r э = 8 кОм, так что его коэффициент усиления по напряжению составит приблизительно 85; первый каскад с эмиттерной обратной связью дает коэффициент усиления приблизительно 2,4. Во втором каскаде с высоким коэффициентом усиления эффект Миллера может преобладать и определять спад частотной характеристики усилителя. Действительно, для нашего случая транзистор 2N5087 имеет С кб = 6,5 пФ при напряжении ( U кб = 2 В, которая действует как входная емкость 550 пФ на землю в цепи базы. Реактивное сопротивление этой емкости Миллера равно значению сопротивления R 1 на частоте 1 кГц и может вызвать на этой частоте спад частотной характеристики в 3 дБ при отсутствии общей отрицательной обратной связи. С обратной же связью спад частотной характеристики начинается выше приблизительно с частоты 4,4 кГц, что неудовлетворительно для усилителя звуковых частот, в идеальном случае она должна быть плоской до частоты 20 кГц.