Пауль Хоровиц - Искусство схемотехники. Том 3 [Изд.4-е]

Заметим, что в эквивалентной схеме эмиттерного повторителя сопротивления зависят от сопротивлений источника сигнала и нагрузки (как реактивных, так и омических). Мы применим эти модели в следующих примерах.

В качестве примера улучшенной модификации широкополосного усилителя рассмотрим схему на рис. 13.10, построенную так, чтобы снижение усиления, вызываемое эффектом Миллера, было полностью устранено. В ней используются эмиттерные повторители на входах (высокий входной импеданс) дифференциального усилителя; выходная нагрузка изолирована эмиттерным повторителем от каскадного выходного узла дифференциального усилителя. Схемное решение основано на использовании хорошего высокочастотного транзистора 2N5179 с f T = 1000 МГц (по паспорту h 21э = 10 при 100 МГц) и С кб = 0,5 пФ при 2 В.

Рис. 13.10. Широкополосный дифференциальный усилитель.

Приближенная эквивалентная схема усилителя с обозначением p-n -переходов и паразитных емкостей приведена на рис. 13.11.

Рис. 13.11. Эквивалентная схема по переменному току для усилителя, изображенного на рис. 13.10. Низкая частота: Z вх ~= 40 кОм, К U= 300/10 = 30, Z вых= 8 Ом; для 2N5179: h 21э ~= 70, Скб (2 В) = 0,5 пФ, С кэ = 0,2 пФ, h 21э(100 МГц, 5 мА) = 10, С пар = 0,3 пФ.

Чтобы определить точку начала высокочастотного спада, надо рассмотреть каждый каскад, анализируя различные RC , используя соответствующие эквивалентные схемы. Обычно имеется один каскад, который имеет самую низкую граничную частоту, и часто интуитивно можно правильно угадать, какой именно. В данной схеме ограничивающим фактором является конечное полное сопротивление цепи базы каскада на Т 7 (300 Ом) в сочетании с собственной емкостью Т 7 и емкостью нагрузки С н , частично шунтирующей базу Т 7 (помните, что h 21э изменяется приблизительно как 1/ f , так что при высоких частотах развязывающее действие эмиттерного повторителя всерьез ослабляется).

Упрощенный метод расчета точки спада —3 дБ, который мы применим, будет состоять в следующем. Взяв эквивалентную схему эмиттерного повторителя на Т 7 , определим импеданс цепи базы при известных емкостях нагрузки, переходов и проводов (полагаем, что С кб = 0,5 пФ, С кэ = 0,2 пФ и С п = 0,3 пФ).

Поскольку полное сопротивление цепи базы при известных емкостях нагрузки зависит от h 21э , следовало бы рассчитать его как функцию частоты (положив h 21э ~= 1/ f на высоких частотах); но вместо этого оценим его при нескольких значениях частоты, предполагая, что точка — 3 дБ должна лежать где-то вблизи нескольких сот мегагерц. На рис. 13.12 дан итог этого процесса.

Рис. 13.12. Эквивалентные схемы для расчета верхней сопрягающей частоты схемы рис. 13.10.

Полное сопротивление нагрузки было рассчитано на частотах 100, 200 и 400 МГц, далее умножено на коэффициент усиления транзистора по току (учитывается, что h 21э ~= 1/ f ), скомбинировано с другими импедансами, которые всегда имеются в цепи базы, а затем определялось результирующее значение импеданса, чтобы получить относительные значения выхода в функции частоты. Как можно видеть, выходное напряжение снижается на —3 дБ на частоте, равной приблизительно 180 МГц.

Теперь, используя эту оценку граничной частоты, следует посмотреть, будут ли другие RС-цепи давать значительное ослабление на этой частоте. Например, для каскада на Т 4 коллекторная цепь должна вызывать снижение усиления на — 3 дБ вблизи 1000 МГц, если в качестве расчетного значения h 21э принять усиление транзистора на 180 МГц ( h 21э ~= 5). Другими словами, каскадная часть схемы не ухудшает общую характеристику.

Этим простым способом можно непосредственно удостовериться, что другие цепи схемы не вносят более низких частот ослабления —3 дБ. При рассмотрении входного каскада следует задаться определенным значением сопротивления источника сигнала. При Z н = 1000 Ом (довольно высокое сопротивление для видеосхем, подобных этой) окажется, что сочетание сопротивления источника и входной емкости (1,0 кОм, 0,8 пФ) даст точку ослабления — 3 дБ вблизи 200 МГц. Таким образом, характеристика этой схемы значительно лучше, чем у рассмотренной выше.

Объемное («распределенное») сопротивление базы.Стоит отметить, что модели, которыми мы пользовались, в некотором смысле упрощены, в них не учитываются некоторые важные эффекты, как, например, конечное сопротивление базы r' Б . Для высокочастотных транзисторов указывается параметр r' БС кб — постоянная времени коллектор-база. Для 2N5179 она равна 3,5 пс (ном.), эта величина определяется объемным сопротивлением базы, равным приблизительно 7 Ом. При анализе характеристик на очень высоких частотах такие эффекты необходимо включать в расчет; в этом примере они отсутствуют и не влияют на выводы, сделанные нами ранее.

Расщепление полюсов.Другим упрощением в предыдущих рассуждениях было допущение, что каждое RС-звено вызывает спад усиления независимо от других. То, что здесь должно быть некоторое взаимодействие, легко видеть по следующим соображениям: эффект Миллера сам по себе является формой высокочастотной отрицательной обратной связи. Поскольку он определяется выходным напряжением, то он должен снижать полное сопротивление выходной цепи транзисторного каскада, в особенности на высоких частотах, где его «петлевое усиление» велико (конечно, при этом он вызывает уменьшение усиления по напряжению, которое является проблемой в целом). В результате уменьшение сопротивления цепи коллектора сдвигает спад, связанный с R нС н , в область более высоких частот, поскольку выходное сопротивление цепи коллектора параллельно R н . Таким образом, снижение сопрягающей частоты, связанной с эффектом Миллера (за счет возрастания K U или С кб ), вызывает подъем сопрягающей частоты, связанной с емкостью коллектора и нагрузки. Это явление известно как «расщепление полюса».

В широкополосных усилителях с низким коэффициентом усиления распространены схемы на последовательно-параллельных парах транзисторов (рис. 13.13).