Пауль Хоровиц - Искусство схемотехники. Том 1 [Изд.4-е]

Рис. 3.22.

Не будем обращать внимания на детали смещения и сосредоточимся на рассмотрении коэффициента усиления.

Биполярный транзистор имеет r Э , равное 25 Ом, а следовательно, g m = 40 мСм и коэффициент усиления по напряжению — 200 (что можно получить прямым расчетом как — R К / r Э ). Типичный ПТ с p-n -переходом (например, 2N4220) имеет g m порядка 2 мСм при токе стока 1 мА, давая коэффициент усиления по напряжению порядка —10. Это сравнение выглядит обескураживающим. Малая g m дает также относительно высокое Z вых в схеме повторителя (рис. 3.23): ПТ с p-n -переходом имеет Z вых= 1/ g m, что в данном случае эквивалентно 500 Ом (независимо от сопротивления источника сигнала); в сравнении с этим биполярный транзистор имеет Z вых= R с/ h 21Э+ r Э= R с/ h 21Э+ 1/ g m, равное R с/h 21Э + 25 Ом (при 1 мА). Для типичного бета-биполярного транзистора, скажем h 21Э = 100, и при разумных значениях сопротивления источника сигнала, скажем при R c < 5 кОм, биполярный повторитель на порядок лучше ( Z вых равно 25–75 Ом). Отметим, однако, что при R c > 50 кОм повторитель на ПТ с p-n -переходом будет лучше.

Рис. 3.23. Выходное сопротивление повторителей напряжения на ПТ с p-n-переходом ( а) и биполярном транзисторе ( б).

Чтобы видеть, что происходит, вернемся к выражениям зависимости тока стока ПТ от напряжения затвор-исток и сравним с эквивалентным уравнением (Эберса-Молла) зависимости тока коллектора биполярного транзистора от напряжения база-эмиттер.

Биполярный транзистор (уравнение Эберса — Молла):

I К= I c[exp( U БЭ/ U T) — 1],

где U T= kT/q = 25 мВ, что дает g m= dI К/ dU БЭ = I К/ U Tдля коллекторного тока, большого в сравнении с током «утечки» I с . Это уже знакомый нам результат — r Э(Ом) = 25/ I К(мА), поскольку g m= 1/ r Э.

Полевой транзистор: в «субпороговой» области он имеет очень малый ток стока

что, будучи экспоненциальным подобием уравнения Эберса-Молла, также дает пропорциональную зависимость крутизны от тока. Однако для наблюдающихся в реальности значений к (который зависит от геометрии ПТ, подвижности носителей и т. п.) крутизна ПТ несколько ниже, чем у биполярного транзистора, — около I /40 мВ для p -канального МОП-транзистора и около I /60 мВ для n -канального МОП-транзистора, тогда как у биполярных транзисторов она равна I /25 мВ. По мере увеличения тока ПТ входит в нормальную область «насыщения», где

I С= k( U ЗИ— U Т) 2,

что дает g m= 2(k· I С) 1/2. Это означает, что крутизна растет пропорционально лишь корню квадратному из I С и становится намного меньше крутизны биполярного транзистора при тех же значениях рабочего тока (см. рис. 3.24).

Рис. 3.24. Сравнение g mбиполярных к полевых транзисторов, 1— биполярный транзистор; 2— р-канальный МОП-транзистор; 3— n-канальный МОП-транзистор.

Увеличение постоянной к в предыдущих уравнениях (за счет увеличения отношения ширины канала к его длине) увеличивает крутизну (и ток стока при данном значении Um) в надпороговой области, но все равно крутизна остается меньше, чем у биполярного транзистора при том же токе.

Упражнение 3.3.Выведите предыдущие выражения для gm , взяв производную Iвых относительно Uвх .

Проблему низкого коэффициента усиления в усилителях на ПТ можно разрешить, обратившись к нагрузке в виде источника тока (активной), однако вновь биполярный транзистор будет лучше в той же схеме. По этой причине редко можно видеть ПТ в схемах простых усилителей, если только не нужно использовать их уникальные входные параметры (исключительно высокое входное сопротивление и малый входной ток).

Обратите, внимание на то, что крутизна ПТ в области насыщения пропорциональна U ЗИ— U T ; так, например, ПТ с p-n -переходом, на затвор которого подано напряжение, равное половине напряжения отсечки, имеет крутизну примерно вполовину меньше, чем приведенная в паспорте (где она всегда дается при I С = I Снач , т. е. при U ЗИ = 0).

Дифференциальные усилители.Можно использовать согласованные пары ПТ для построения входных каскадов с высоким полным входным сопротивлением биполярных дифференциальных усилителей, а также играющих важную роль ОУ и компараторов, которые мы встретим в следующей главе. Как отмечалось выше, значительный разброс U ЗИ у ПТ приведет, вообще говоря, к большим значениям входного напряжения сдвига и его дрейфа, чем у аналогичного усилителя, построенного исключительно на биполярных транзисторах; зато входное полное сопротивление колоссально возрастет.

Генераторы.Вообще говоря, ПТ по своим характеристикам могут быть хорошей заменой биполярных транзисторов почти в любой схеме, которая выигрывает благодаря их уникально высокому полному входному сопротивлению и малому входному току смещения. Примерами таких схем являются высокостабильные LC-генераторы и кварцевые генераторы, которые мы представим в разд. 5.18, 5.19 и 13.11 .

Активная нагрузка. Так же как и для усилителей на биполярных транзисторах, в усилителе на ПТ можно заменить резистор нагрузки стока активной нагрузкой, т. е. источником тока. При этом можно получить очень большой коэффициент усиления по напряжению:

K U = — g mR C (резистор нагрузки стока),

K U = — g mR 0 (источник тока),

где R 0 — полное сопротивление в цепи стока, обычно лежащее в диапазоне значений от 100 кОм до 1 МОм.

Одним из вариантов активной нагрузки является токовое зеркало, включенное в качестве нагрузки стока в дифференциальном каскаде на ПТ (см. разд. 2.18 ); эта схема, однако, не обеспечивает стабильного смещения, если не охватить ее общей цепью обратной связи. Токовое зеркало можно построить как на ПТ, так и на биполярных транзисторах. Часто это схемное решение применяется в ОУ на ПТ, которые мы увидим в следующей главе. Другой прекрасный пример применения метода активной нагрузки вы увидите в разд. 3.14 , когда мы будем рассматривать линейный усилитель на КМОП-транзисторах.